Схемотехника: «Push-On, Push-Off Power-Switching Circuit» из патента US7781920B2

Патент не мой! Схема интересная: Вкл/Выкл Питания Устройства одной тактовой кнопкой, с возможностью программного выключения питания самим устройством. Реализация на только дискретных элементах (три транзистора).
Картинки кликабельны и ведут на увеличенное изображение...

Push-On,Push-Off Power-Switching Circuit (VCC=1.5-7V)

(Диапазон питания подходит всем схемам с МК!)

Касательно нагрузки (на схеме L1), важное замечание: данной схеме для работы ОБЯЗАТЕЛЬНО требуется подключённая Нагрузка по выходу (для разряда конденсатора C1 при отключении питания, и также для переходных процессов во время включения триггера — для протекания тока по цепочке R2-SW1-R3-Нагрузка-Земля). В случаях, если Нагрузка может отсутствовать — рекомендация: установите дополнительный «разрядный резистор» (номиналом от R3 до 1M) по выходу, параллельно Нагрузке.

Примечание: Кнопка SW2 на схеме — символическая, чисто для симуляции (там и подпись: «Software...»). На самом деле, Q4 будет управляться с выхода микроконтроллера. И конечно, у него будет либо токоограничивающий резистор на базе, или вообще, тут можно использовать МОП-транзистор. Или даже, можно обойтись совсем без дискретного Q4, а коммутировать непосредственно портом МК, если позволяет мощность порта и не мешает «диодная вилка защиты от статики» (об этом есть пара слов в оригинальном Патенте)...

Пояснение работы схемы:

Триггер («bistable circuit») реализован на двух комплементарных биполярных транзисторах, включенных встречно-параллельно. По сути, это два параллельных [КОМПЛЕМЕНТАРНЫХ] каскада, замкнутые управлением один на другой, и поддерживающие друг друга в статическом состоянии — либо оба закрыты, либо оба открыты.
Замечу: Каскады на биполярных транзисторах являются «инвертирующими» — а именно так создаются все триггерные системы, через «положительную обратную связь»… Здесь построена ячейка памяти — т.н. Асинхронный «Одноступенчатый триггер» типа «latch/защёлка»…
Замечу: Добавление к этой ступени второго каскада на R3C1-цепочке — формирует систему «Двухступенчатого триггера» типа «flip-flop/шлёпающий» — переключающегося единственной кнопкой SW1… Ключ Q4 обеспечивает альтернативное асинхронное управление (только выкл).
Дополнительно, см. общую теорию...

Установившееся состояние триггера можно переключать, [КРАТКОВРЕМЕННО] подтягивая базу одного из двух транзисторов к Земле или к Питанию (итого, 4 возможных комбинации управляющих воздействий):

• Чтобы ВКЛЮЧИТЬ триггер (подать питание устройства) — подтянуть базу Q2 к Питанию (здесь это не удобно схемотехнически и не используется);
• или подтянуть базу Q3 к Земле (здесь коммутируется через конденсатор C1, чтобы единственной кнопкой SW1 реализовать чередование функции подтяжки «к Земле <-> к Питанию», посредством силового ключа Q1+ цепочки R3C1);
• Чтобы ВЫКЛЮЧИТЬ триггер (обесточить питание устройства) — подтянуть базу Q2 к Земле (здесь реализовано через развязывающий ключ Q4, и предлагается как метод «Software Power-Off» от МК),
• или подтянуть базу Q3 к Питанию (замыкается вручную SW1 на заряженный конденсатор C1, что даёт достаточно энергии для надёжного/гарантированного переключения триггера, даже при условии закрытия силового ключа Q4!).

Примечание: В Патенте заявлено, что Номиналы в данной схеме оптимизированы для работы в ДИАПАЗОНЕ НАПРЯЖЕНИЙ ПИТАНИЯ = 1..7V (*)

R3=R6=100K
C1=4.7uF
R1=R2=R4=10K
R5=4.7K

Для работы схемы в другом диапазоне питания — номиналы следует скорректировать соответственно (как именно? в оригинальном Патенте не поясняется).

Роль резисторов:

Ключи Q2 и Q3 открываются одновременно, и закрываются одновременно…
Замечу: в «закрытом состоянии» триггера (при отключенном питании), в котором устройство предположительно пребывает большую часть времени — оба биполярных ключа Q2 и Q3 закрыты. Что при традиционно малом токе утечки (<100nA) обеспечивает мизерное собственное потребление схемы. (profit!)

Для ключей Q2 и Q3 в ЗАКРЫТОМ СОСТОЯНИИ — резисторы R6 и R2 (соответственно) являются подтяжками, препятствующими самопроизвольному открытию ключей от помех. Поэтому выбор номинала R2 относительно маленьким — целесообразен (но R2 выбирать не меньше R1! и достаточно большим относительно R5, чтобы ключ Q3 хорошо открывался — см. соотношение указано далее).

Для ключей Q2 и Q3 в ОТКРЫТОМ СОСТОЯНИИ — базовыми резисторами (т.е. токоограничивающими, чтобы в Базу не херачил слишком большой ток) являются R1+R4 и R5 (соответственно).
Причём, роль резисторов R4 и R5 не ограничивается токоограничением. Вторую важнейшую функцию, что они несут — это формирование управляющих потенциалов напряжений на Базах. Без них, триггер никогда бы не закрылся, не выключился!

Например, если R5=0, то База Q3 управляется с Коллектора Q2 непосредственно. Тогда, если ключ Q2 открыт (его VCEsat<0.7V), то потенциал его Коллектора надёжно привязан к Земле, и никак его не поднять (пока Q2 не закроется). Следовательно, никакой величины заряда с конденсатора C1 не хватило бы вкатить через SW1, чтобы закрыть Q3. Весь заряд C1 бы тут же разрядился через Q2 в Землю, да ещё и большим током спалил бы сам транзистор Q2!
Таким образом, номинал R5 выбирают так: Минимум, чтобы ограничить максимальный ток через Q2; Максимум, чтобы резистивный делитель R2:R5 формировал на Базе Q3 потенциал достаточный для открытия ключа (при всех напряжениях питания, и учитывая начальное смещение R1); А ещё, он входит в цепочку R5C1, которую следует учитывать/рассчитывать для таймингов разряда/выключения...

Некоторую ассиметрию схеме придаёт наличие резистора R1 (с опциональным конденсатором C2, стабилизирующим мелкие помехи-просадки по питанию) — создаёт смещение Эмиттера Q3 вниз, облегчающее его ЗАКРЫТИЕ.

Зачем нужен R1? Пояснение: При больших токах потребления, Vout может иметь значительную просадку относительно Vin — следовательно, напряжение на заряженном конденсаторе C1 может быть заниженным, т.к. он заряжается по выходу (Vout<Vin) — следовательно, коммутируясь через SW1 на Базу Q3, этого напряжения может оказаться недостаточно для закрытия последнего… И чтобы Q3 уверенно закрывался — введено смещение его Эмиттера R1.

Однако, при открытом триггере, пару резисторов R1+R4 следует рассматривать как совместную по функциям:

• Резистор R4 (подобно R5) также помогает закрыть Q2, формируя на его Базе низкий потенциал. Однако, в этой цепочке, присутствует также резистор-смешение R1, который играет ту же роль: участвует в формировании потенциала — таким образом, здесь (вместо одного резистора R5) работает как бы «распределённый» R1+R4!
• Он же, R1+R4 (минус R6, конечно, но он «маленький», поэтому игнор) формирует Базовый ток для Q2 в открытом состоянии.

Итак, R1+R4:R6 управляет ключом Q2. А R2:R5 управляет Q3. Безусловно, чтобы схема работала правильно, следует соблюдать соотношение номиналов сопротивлений в резистивных делителях так чтобы: R2>>R5 (в 2 раза), R6>>R1+R4 (в 5 раз).

Роль RC-цепочки:

Резистор R3 формирует R3C1-цепочку, которая обеспечивает второй каскад триггера и его «переключательные (flip-flop)» свойства.
Постоянная времени этой цепочки (R3*C1..3*R3*C1) определяет временную задержку с момента отпускания кнопки SW1 до готовности триггера к очередному включению/выключению, что подавляет «звон» в контактах кнопки SW1.
Но также, в динамике: на момент переключения триггера и во время удержания кнопки SW1, R3 изолирует R3C1-цепочку (т.е. изолирует УПРАВЛЯЮЩИЙ ПОТЕНЦИАЛ на Базе Q3) от изменений коммутируемого напряжения на выходе (Vout) — это даёт завершиться всем переходным процессам внутри триггера (что важно! иначе, схема застрянет в каком-нибудь запрещённом состоянии).

Важно: Для правильной работы схемы, номинал R3 должен быть выбран НА ПОРЯДОК больше, чем R2 (R3>>R2)!

Замечу, в статике: на положительном полюсе конденсатора C1, на разных фазах работы схемы, присутствуют ЧЕТЫРЕ характерных потенциала-состояния (и переходные процессы между ними):

1. 0V = конденсатор разряжен, триггер выключен и кнопка отпущена, готов ко включению схемы;
   Как замечалось выше: Данной схеме, для привода в состояние «готов ко включению» — ОБЯЗАТЕЛЬНО требуется какая-нибудь Нагрузка по выходу, для разряда конденсатора C1 до 0V при отключении питания...
2. Vout = конденсатор заряжен, триггер включен и кнопка отпущена, готов к выключению схемы;
3. примерно Vin*R5/(R2+R5) = при включении схемы, при замыкании И УДЕРЖИВАНИИ кнопки SW1, после завершения переходных процессов в триггере — на конденсаторе C1 (и соответственно на базе Q3) установится промежуточное значение напряжения, формируемое делителем (R2||R3):R5. Оно должно быть гарантированно МЕНЬШЕ ПОРОГОВОГО (Vin-VbeOnMin) и недостаточное для цепной реакции повторного ЗАКРЫТИЯ ключа Q3 — чтобы реакция схемы была атомарной, устойчивой и стабильной (открылась и зафиксировалась), и не переходила в «генерацию»…
   

   Если R3>>R2, то ток через R3 мы игнорируем… VCEsat=0 также игнорируем… Тогда между номиналами R2 и R5 требуется соблюсти условие: Vin*R2/(R2+R5) > VbeOnMax, где случается VbeOnMax=1.2V (для BC327/BC337).
   Причём, видно, что хуже всего будет при малых Vin=1V (*)
   

   • Например, при обычном Питании: 5V*10K/14.7K=3.4V > 1.2V (OK!)
   • При минимальном заявленном Питании: 1V*10K/14.7K=0.68V > [0.6V-1.2V] (Биполярный ключ Q3 едва-едва начинает приоткрываться на этом пороге. И работая в линейном режиме, он создаёт значительную просадку напряжения: 0.2-0.3V… Поэтому создаваемого напряжения на Базе Q2 недостаточно для открытия последнего. Симуляция показывает: Нет, схема не включится! Не смотря на заявленный «поддерживаемый диапазон питания» в Патенте.) (*)
   • А вот, при разумно малом Питании: 1.5V*10K/14.7K=1V > [0.6V-1.2V] (Симуляция показывает: Ключ Q2 уже откроется и схемы включится! Этого достаточно.)

4. примерно Vin*R3/(R2+R3) = при выключении схемы, при замыкании И УДЕРЖИВАНИИ кнопки SW1, после завершения переходных процессов в триггере — на конденсаторе C1 (и соответственно на базе Q3) установится промежуточное значение напряжения, формируемое делителем R2:(R3+Нагрузка). Оно должно быть гарантированно БОЛЬШЕ ПОРОГОВОГО (Vin-VbeOnMin) и недостаточное для цепной реакции повторного ОТКРЫТИЯ ключа Q3… (напомню, что здесь речь о PNP транзисторе Q3 — поэтому утверждения «БОЛЬШЕ/МЕНЬШЕ» инверсивны, и звучат странно)
   

   Т.е. при выборе номинала R3, требуется соблюсти условие: Vin*R2/(R2+R3) < VbeOnMin, где обычно VbeOnMin=0.6V, а Нагрузку принять=0 (схема должна работать даже при «КЗ» по выходу).
   Причём, видно, что хуже всего будет при больших Vin=7V.
   

   • Например, при обычном Питании: 5V*10K/110K=0,45V < 0.6V (OK!)
   • А вот, при максимальном Питании: 7V*10K/110K=0,63V < 0.6V (Нет, работа схемы не гарантируется! Хотя здесь, скорее всего, работать будет: симуляция показывает, что при этом Q3 не полностью закрывается, но прикрывается В ЛИНЕЙНОМ РЕЖИМЕ так, что пропускает малый ток и напряжение на Базе комплементарного Q2 падает — и он/второй закрывается! А потом уже, когда кнопка SW1 будет отпущена, то каскадно, и Q3 тоже закроется. Ненадёжно...)

   Замечу: здесь ситуация более критична, меньше запас по напряжению, требует больше внимания...

Сноски:

(*) Замечу: Работа данной схемы на пониженных напряжениях 1-1.5V не гарантируется (не работает, не смотря на заявленное в Патенте). Фактически поддерживаемый диапазон напряжений питания = 1.5-7V.
Причём, на пониженных напряжениях схема начинает сбоить: как из-за неправильно подобранных номиналов сопротивлений, так и самих ключей Q2/Q3 (резистивные делители создают недостаточные уровни для открытия биполярных ключей). Впрочем, если для Q2 и Q3 использовать менее мощные сигнальные биполярные транзисторы (например, аналоги КТ315 и КТ361, которые полностью открываются уже при VBEsat=0.7V), то данная схема заработает даже при 1V Питания…
А вот, используемому в данной схеме Силовому MOSFET «IRLML6401» (Q1), для уверенного открытия, требуется «Напряжение Смещения на Затворе» до 1.5V — его также потребуется заменить (на что? а вот это неясно)…

(**) Для работы данной схемы на совсем Малых Напряжениях Питания (до 1.5V, например, от одной пальчиковой батарейки или аккумулятора) — требуется переделка. Причём, как корректировка номиналов резисторов, так и замена силового ключа Q1.
Идея: для низких управляющих напряжений, можно попробовать для Q1 использовать силовой PNP транзистор…

(***) Из вышеразобранного случая следует ещё один вывод: Номинал резистора R2 определяет «минимальный порог напряжения» для открытия/включения схемы! А потому его роль может быть расширена.
Идея: подстройкой R2 можно регулировать «Минимум напряжения Питания», при котором схема будет САМА ОТКЛЮЧАТЬСЯ — это идея на будущее, для схемы «Контроля разряда АКБ»…

(****) Совет: Для улучшения работы триггера на низких напряжениях, для Q2 и Q3 следует использовать наименее мощные сигнальные биполярные транзисторы: аналоги КТ315 и КТ361 (которые начинают открываться при 0.6V, а полностью открыты ДЛЯ МАЛЫХ ТОКОВ уже при VBEsat=0.7V — гарантированно!)
Симуляция показывает, что при использовании BC54x/BC55x для Q2 и Q3, отдельно триггерная схема работает при напряжениях от 1V (как и заявляется в Патенте). Но тут нужно ещё подыскать, для Q1, MOSFET управляемый напряжением до 1V…
Замечу: Вообще, это хорошая идея использовать BC54x/BC55x для Q2 и Q3 в данной схеме, даже на высоких напряжениях. Всегда так и делайте! Я же использовал в симуляции более мощные (и несколько более грубые в управлении) BC327/BC337 — поскольку они у меня есть в активе, да и модель интереснее было проверить на критических пределах…

---

Push-On,Push-Off Power-Switching Circuit (VCC=4.5-20V)

Однако, в оригинальном Патенте приводятся ещё рекомендуемые схемные номиналы для диапазона питания = 4.5-20V

R3=360K
C1=1uF
R1=R2=R6=100K
R4=10K
R5=24K

(Предупреждение: В оригинальном патенте ошибка — неправильно указаны номера резисторов, расхождения в описании и на схеме! Клёво, да?.. Поэтому, я расставлял эти номиналы угадывая, пока Симуляция схемы не заработала.)

Итак, что здесь?
R4 и R6 — не изменились.
R1 увеличили на порядок (ну понятно: при больших напряжениях питания — и помехи/просадки могут быть больше; да и токи больше — надо ограничить).
Соответственно, подогнали смещение на Базе Q3: R2=R1.

Проверка соотношений для уверенного переключения схемы:

• 3) Чтобы схема гарантированно включалась… между номиналами R2 и R5 требуется соблюсти условие: Vin*R2/(R2+R5) > VbeOnMax, где случается VbeOnMax=1.2V (для BC327/BC337)
  Причём, видно, что хуже всего будет при малых Vin=4.5V.
  

  В данной схеме уже выбран R2=100K. Осталось рассчитать от него: R5 < R2*(Vin/VbeOnMax-1)
  R5 < 100K*(4.5/1.2-1)
  R5 < 275K (У нас выбран: R5=24K ОК!) (Замечу: здесь предел не так критичен, есть хороший запас.)

• 4) Чтобы схема гарантированно отключалась… при выборе номинала R3, требуется соблюсти условие: Vin*R2/(R2+R3) < VbeOnMin, где обычно VbeOnMin=0.6V, при Нагрузке=0 («КЗ» по выходу).
  Причём, видно, что хуже всего будет при больших Vin=20V.
  В данной схеме уже выбран R2=100K. Осталось рассчитать от него: R3 > R2*(Vin/VbeOnMin-1)
  

  R3 > 100K*(20/0.6-1)
  R3 > 3233K (Хм, а у нас стоит R3=360K, что на порядок меньше!)
  Вывод: Теоретически, работа схемы не гарантируется. Ненадёжно… Хотя здесь, скорее всего, работать будет: симуляция показывает, что при этом Q3 не полностью закрывается, но прикрывается В ЛИНЕЙНОМ РЕЖИМЕ так, что пропускает малый ток и напряжение на Базе комплементарного Q2 падает — и он/второй закрывается! А потом уже, когда кнопка SW1 будет отпущена, то каскадно, и Q3 тоже закроется.
  Замечу: здесь ситуация более критична, меньше запас по напряжению, требует больше внимания...

Относительно времени задержки на R3C1-цепочке:
было: 100K*4.7u=470ms
стало: 360K*1u =360ms
вывод: фактически, то же самое.

Ввиду возросших напряжений питания, я заменил силовой MOSFET на более высоковольтный:

• был, в схеме до 7V: irlml6401 (P-Channel, Vds=12V, Id=4.3A, Rds=0.05 Ohms, Vgs=8V Vgs_th=0,4..0,95V) — мощный, низковольтно управляемый.
• теперь, в схеме до 20V: irlml5203 (P-Channel, Vds=30V, Id=3A, Rds=0.165 Ohms, Vgs=20V Vgs_th=1..2,5V) — такой DI HALT поставил на DevBoard2, как защиту по питанию от переполюсовки.

---

Push-On,Push-Off Power-Switching Circuit (VCC=0.9-1.5V)

Схема для работы на совсем Малых Напряжениях Питания: до 1.5V (например, от одной пальчиковой батарейки или аккумулятора).

Q: Почему 0.9V предел?
A: Как ни крути, а для полупроводниковой схемотехники недоступны напряжения питания, меньшие чем 0.9V (транзисторы не открываются) — поэтому мы их даже не рассматриваем.
Замечу: я пробовал симулировать схему на 0.8V, но как бы я ни настраивал номиналы делителей (даже с идеальным ключом Q1) — транзисторы Q2/Q3 хоть и приоткрывались, но тут же аварийно закрывались. В итоге, Триггер мне удалось запустить, в симуляторе, только при питании 0.9V!

DISCLAIMER: Честно говоря, в такой конфигурации схема выглядит нецелесообразной, даже нерабочей (на сверхнизких напряжениях вообще трудно работать электронике) — поэтому приводится лишь для примера. К воспроизведению не рекомендуется.
Рекомендация: Лучше используйте Питание хотя бы от двух батареек/аккумуляторов (2xAAA). Даже очень разряженные, они дадут ЭДС выше 1.5V — самый оптимум для Устройств...

Какие типовые трудности здесь наблюдаются:
1) В схеме присутствует силовой транзистор Q1, который надо как-то открыть (малым напряжением), и это наибольшая проблема…
2) Ещё, на малых напряжениях, для сохранения помехоустойчивости и стабильности схемы, есть тенденция к увеличению ёмкости конденсатора C1 (поскольку малая ёмкость моментально заряжается до малых напряжений и становится неэффективной). Однако, электролиты имеют большие габариты, и очень не любят низких напряжений, деградируют быстро… Тут очень желательно бы остаться на «керамике» (чтобы С1<1.5uF).

Что в схеме скорректировано:

Для улучшения работы триггера на низких напряжениях, для Q2 и Q3 использованы наименее мощные сигнальные биполярные транзисторы: аналоги КТ315 и КТ361 (которые начинают открываться при 0.6V, а полностью открыты ДЛЯ МАЛЫХ ТОКОВ уже при VBEsat=0.7V — гарантированно!)
Замечу: Вообще, это хорошая идея использовать BC54x/BC55x для Q2 и Q3 в данной схеме, даже на высоких напряжениях. Всегда так и делайте! Ранее, я использовал более мощные (и несколько более грубые в управлении) BC327/BC337 — поскольку они у меня есть в активе, да и модель интереснее было проверить на критических пределах…

Ещё потребовалась корректировка схемных номиналов:
Помехоподавляющий конденсатор С2, вероятно, здесь можно совсем упразднить (?) — при таких малых напряжениях помехи минимальны, и бороться с ними проблематично, рассчитываем на стабильный постоянный источник питания (батарейку или аккумулятор).
Уменьшил помехоподавляющее смещение R1, и вместе с ним R4, в 2 раза — чтобы повысить потенциал Базы Q2 и повысить гарантии его открытия. Напомню: делитель (R1+R4):R6 формирует потенциал Базы Q2.
Для того же, увеличил R2 в 2 раза — чтобы понизить потенциал Базы Q3. Напомню: делитель R2:R5 формирует потенциал Базы Q3. Замечу: условие «R2 выбирать не меньше R1» сейчас соблюдается.

Q: Почему я увеличил R2, но не трогал R5, чтобы изменить делитель R2:R5?
A: Тут вступает другая зависимость: уменьшать номиналы сопротивлений R2 и R5 никак нельзя! Поскольку они связаны с конденсатором C1 и формируют RC-цепочки, участвующие (соответственно) при открытии и закрытии триггера.
Постоянные времени этих цепочек формируют Задержки, необходимые при переключении состояния схемы (триггера) — чтобы транзисторы Q2 и Q3 успели открыться/закрыться, учитывая их инертность (время рассасывания зарядов в базе и т.п.), усугубляющуюся при малых токах…
Если уменьшим сопротивления R2 и R5, то потребуется пропорционально увеличивать ёмкость C1… Но это бы очень ухудшило габариты Устройства (а там и так уже электролит на 4.7uF).

Какие проблемы ещё не решены?

Проблема: Самый неудобный элемент в данной схеме это силовой ключ Q1. Для управления MOSFET, требуется подавать ему на Затвор значительные напряжения смещения. Причём, даже IRLML-серия (т.н. «logic level») требует как минимум 1V, лучше 1.5V для уверенного открытия.

Неудачное решение: Поэтому, для низких управляющих напряжений требуется замена силового ключа Q1… На Биполярный PNP-транзистор?

Примечание: В отличие от MOSFET, Биполярному транзистору требуется токоограничивающий базовый резистор R7 (добавил в схему). При hFE=100, и предположим Ic=500mA -> нужно обеспечить Ib>0.5mA. При Vin=0.8V, минус сколько-то там ещё выпадет на открытом Q2… Ну, пусть, R7=1.5k.

1. Пробовал использовать силовой PNP транзистор серии "(Complementary BD43x series. корпус SOT-32. Ic=4A, Vebo=5V, 3MHz) NPN — BD433 (Vceo=22V), BD435 (32V), BD437 (45V). PNP — BD434 (22V), BD436 (32V), BD438 (45V)". Точнее, симулировал с транзистором «BD438 (PNP, 45V 4A)». Корпус «SOT-32» у него — не маленький, но смириться можно...
2. Пробовал использовать, для малотоковых потребителей, с транзистором BC327 (PNP 45V 0.5A). Для удовлетворительного открытия (до Ic=0.1A) ему достаточно VBEon<0.8V (по графикам в datasheet). Кроме того, BC327 выпускается в корпусе SOT-23 (SMD) — удобно использовать в миниатюрных устройствах...
3. Наконец, ставил даже сигнальный транзистор BC557 (PNP 45V 0.1A) — открывается от 0.6V и выпускается в корпусе SOT-23...

Однако, ничего не получилось!
Во-первых, биполярный транзистор тоже оказался довольно «тугим» В УПРАВЛЕНИИ: для нормального открытия требует Vbe(on) = от 0.7V до 1.2V (что уже, практически, как и MOSFET «IRLML6401») — поэтому схема работает нестабильно.
А во-вторых, и самое главное, ПРОСАДКА НАПРЯЖЕНИЯ на открытом биполярном ключе оказалась недопустимо большая: это на сигнальных Q2 и Q3, через которые протекают мизерные токи (Ic<0.1mA), и просадка мизерная (Vce<40mV)… Но уже при маломальском токе, на открытых СИЛОВЫХ биполярных ключах — просадка до 0.7-0.85V (Ы! это при питании Vin=0.9V) И сколько же тогда коммутируется на Нагрузку? А ничего не остаётся, схема не работает!

TODO: Таким образом, проблема низковольтно управляемого (до 1V) силового ключа осталась нерешённой...
См. симуляцию «Push-On,Push-Off Power-Switching Circuit (VCC=0.9-1.5V) — идеальный ключ.DSN»
Отдельно, триггер здесь работает. Но только с идеальным ключом, обладающим следующими параметрами: управляемый напряжением а не током (MOSFET); порог включения Vgs=0.7V (с гистерезисом +-0.05V); сопротивление открытого канала Rds=0.1 Ohms.