Источник тока для гальваники. Часть III - считаем и выбираем

Часть 1
Часть 2
Часть 3
Часть 4

Эта часть снова посвящена теории, но на этот раз все гораздо более конкретно и, надеюсь, полезно не только для конкретного источника, но и для других подобных задач. Тем не менее, снова многабукаф.


Считаем и думаем, думаем и считаем


Так или иначе, все перечисленные в предыдущей части варианты решений объединяет одно — драйвер и ключи. Сделан драйвер и ключи в виде одного чипа или драйвер отдельно, а транзисторы отдельно — не имеет значения. Так или иначе эту часть схемы надо просчитывать, иначе очень легко выйти за пределы допустимых температурных режимов.

Тут, пожалуй, самое время немножечко углубиться в теорию понижающих преобразователей. В общем такой преобразователь состоит из схемы управления, индуктивности и двух ключей, один из которых подключает индуктивность к входному напряжению, а другой — тот же вывод индуктивности подключает к земле. Роль второго ключа может выполнять диод. Вариант с диодом (так называемый несинхронный преобразователь) имеет неприятную особенность — высокие потери вызванные падением напряжения на диоде. Насколько велики эти потери оценить просто — скажем, для выходного напряжения в половину входного, ток через диод течет половину периода. Следовательно, при падении на диоде, скажем, 0.7В и токе в нагрузке 10А диод будет рассеивать 3.5Вт, что больше всех остальных потерь вместе взятых в несколько раз, даже если преобразователь работает на высокой частоте. Так что дальше я буду рассматривать только синхронный вариант, в котором в качестве нижнего ключа используется полевой транзистор.

Дальнейшее изложение исходит из того, что в качестве ключей используются полевые транзисторы с изолированным затвором и индуцированным каналом. Тут нам понадобится «теория работы полевиков на пальцах» (ни в коем случае не претендующая на высокую точность, но которой достаточно, что бы понять, что происходит внутри в первом приближении). Проводящий канал образуется тогда, когда на затворе появляется заряд, образующий электрическое поле, которое, в свою очередь, влияя на заряженные частицы в канале изменяет его сопротивление. Соответственно, для того, что бы транзистор закрыть, надо этот заряд убрать. Иначе говоря, затвор и канал образуют конденсатор, которой нужно зарядить, что бы транзистор открылся и разрядить, что бы он закрылся. Непосредственно емкость нас интересует мало (тем более, что она имеет весьма нелинейный характер и в расчетах нафиг не нужна). Вместо этого нас интересует заряд, который нужно «занести» и «вынести». Заряд удобен еще и тем, что зная ток, которым можно «заносить» и «выносить» заряд, можно легко посчитать время за которое это можно сделать. Например, если драйвер полевика может выдать ток равный одному амперу, то транзистор с суммарным зарядом затвора в 50нКл будет открываться или закрываться 50нс. Интуитивно должно быть понятно, что чем (геометрически) больше канал, тем меньше его сопротивление, но при этом надо «занести» бОльший заряд, что бы полевик открылся, а значит переключаться он будет медленнее.

И так, из чего же складываются потери в синхронном преобразователе. Ну, во-первых, полевики хоть и хороши в качестве ключей, но отнюдь не идеальны, то есть у каналов этих транзисторов есть сопротивление и, соответственно, при протекании тока на этом сопротивлении рассеивается тепло. Поскольку ток протекает только ту часть периода преобразования, в течении которого транзистор открыт, то эти потери распределяются между транзисторами пропорционально скважности входного ШИМ сигнала. Эта же скважность задает соотношение входного и выходного напряжений (в идеале при 100% скважности напряжение на выходе равно напряжению на входе). Таким образом получается, что есть непосредственная связь между соотношению входного и выходного напряжений и распределением омических потерь между транзисторами преобразователя — в случае когда выходное напряжение равно половине питающего, эти потери равны, если напряжение на выходе меньше половины входного, то больше этих потерь достается на долю нижнего транзистора и наоборот. Запомним этот момент.

Вторая компонента потерь — потери связанные с тем, что ключи переключаются. Когда ключ открывается, ему требуется некоторое время, чтобы открыться, в это время его сопротивление изменяется от (условно) бесконечности до (условно) нуля. Если считать, что процесс происходит линейно (что не совсем так, но для грубой прикидки вполне пойдет), то потери на ключе в момент переключения можно оценить как половину разницы между входным и выходным напряжением умноженным на ток в нагрузке (напряжение изменяется от максимума до нуля, следовательно в среднем, при линейном процессе, это половина). Аналогичная ситуация с выключением. Хотелось бы обратить внимание на две вещи: во-первых, этот вид потерь линейно зависит от разницы напряжений и отдельный «импульс» потерь не зависит от частоты. А теперь вспоминаем, что эти потери происходят каждый раз, когда транзистор открывается и закрывается, а значит каждый такой «импульс» потерь появляется каждый период переключения, то есть чем чаще мы переключаем транзистор, тем больше таких «импульсов» за единицу времени. Иначе говоря, в конечном итоге эти потери линейно растут с частотой.

Для нижнего транзистора в полумосте ситуация несколько иная. Он хоть и переключается с той же частотой, но у него есть «в пузе» обратно смещенный диод. Именно он берет на себя ток нагрузки пока транзистор открывается. В итоге напряжение между стоком и истоком в этот момент не превышает падения на диоде. Когда транзистор закрывается, напряжение на нем уже равно нулю (индуктивность отдает энергию в нагрузку и потенциал того конца индуктивности, который коммутирует этот транзистор, равен нулю. Итого получается, что для нижнего транзистора ситуация гораздо веселее, а потери меньше зависят от частоты. Можно еще улучшить ситуацию зашунтировав встроенный диод внешним диодом Шотки. Это не только позволяет уменьшить потери, но и вынести греющийся компонент за пределы кристалла транзистора, то есть облегчить его тепловой режим.

Итого получаем такие (приблизительные) выводы:
— Есть омические потери, которые для каждого транзистора свои (поскольку зависят от выходного напряжения)
— У верхнего транзистора есть еще переключательные потери
— Чем меньше суммарный заряд затвора и мощнее драйвер, тем быстрее переключается транзистор и тем ниже потери на переключение.

Этого, конечно, не достаточно, чтобы считать схему, но достаточно, чтобы понимать основных взаимосвязь параметров и делать «прикидки на пальцах». Для значительно более точных расчетов существуют готовые инструменты.

Другие соображения: не секрет, что полевики можно включать параллельно, причем практически безболезненно. В силу некоторых особенностей (в частности, положительный температурный коэффициент у сопротивления канала) они сами балансируют нагрузку между параллельно включенными транзисторами. В преобразователе такое включение может понадобиться если омические потери на открытом канале могут приводить к перегреву транзистора. Соединяя транзисторы параллельно мы разделяем ток и уменьшаем нагрев. Естественно, не бесплатно, входные емкости тоже суммируются и нужен более мощный драйвер для того, чтобы удержать время переключения (и соответствующие потери) в разумных пределах.

В целом набегает целая пачка переменных, изменяя которые можно приспосабливать преобразователь под конкретную задачу. Скажем, для нашего случая, в качестве верхнего ключа имеет смысл взять транзистор с меньшим зарядом затвора, но более быстро переключающийся. То, что он имеет большее сопротивление канала не так критично (поскольку он работает меньшую часть периода преобразования). Для нижнего транзистора все наоборот — его имеет смысл взять с сопротивлением канала поменьше, поскольку у него омические потери выше. В других случаях ситуация может быть другой. Обратите внимание, критерии выбора транзистора зачастую противоположны для разных плеч, а значит в большинстве случаев выбор одинаковых транзисторов далек от оптимального. Этот фактор сыграл ключевую роль в отказе от полумостового реверса в моем случае.

В целом выбор транзисторов (и их количества), драйверов и частоты выливается в многократное повторение расчетов с перебором подходящих транзисторов и драйверов. Увы, глядя на параметры транзистора или драйверов в даташите далеко не всегда можно однозначно предсказать результат. Более полная модель потерь учитывает гораздо большее количество параметров, чем я упомянул выше и все они влияют на результат. Так что считать, считать и еще раз считать, проверяя разные сочетания выходного тока, напряжения и частоты, количество и типы транзисторов. К счастью с выбором драйвера ситуация проще, в конкретной задаче очень быстро находится лидер, который в подавляющем большинстве случаев дает меньше потерь, чем другие драйверы. Хоть с этим проще.

Посмотрим на задачу с другого конца — поскольку в схеме имеется индуктивность, неплохо бы посчитать ее величину. Тут рассказ «на пальцах» особой ценности не представляет, достаточно понимать, что чем больше индуктивность, тем большее внутреннее сопротивление (и большие потери на нем) она будет иметь при прочих равных, а чем выше частота, тем меньше должна быть индуктивность (опять-таки, при прочих равных). Еще один момент — чем больше ток в нагрузке и ниже напряжение на ней, тем меньше нужна индуктивность (почему именно так, можно подробно посмотреть, например, тут). Так что, просто берем готовую тулзу и считаем.

Итого получаем противоречивые требования — для получения малой индуктивности нужна высокая частота, а для снижения потерь частоту нужно снижать. Обычно это решается выбором некоторой компромиссной частоты. Типовая задача (стабилизатор напряжения) обычно проще из-за того, что выходное напряжение фиксировано, а расчет делается для максимального тока, так что задавая величину пульсаций тока в индуктивности (обычно принимается равной 30%), можно посчитать индуктивность «в одно касание». У нас несколько другой случай. Теоретически рабочий диапазон это токи от нуля до максимума и выходные напряжения от нуля до максимума. Если посчитать индуктивность исходя из подходов аналогичных типовым, то она понадобится довольно большой или на малых токах преобразователь будет переходить в так называемый режим «разрывных токов», чего хотелось бы избежать (неизвестно как поведет себя схема в разных режимах, учитывая, что нам нужно стабилизировать не только напряжение, но и ток). Если же выбрать высокую частоту преобразования, то индуктивность можно удержать в разумных пределах и даже на малых токах перехода в режим разрывных токов не будет, но тогда будут сильно греться транзисторы преобразователя.

Чтобы обойти эти противоречивые требования я использовал переключение на более низкую частоту преобразования при превышении некоторой пороговой величины выходного тока. Это кардинально отличается от того, что иногда делается в стабилизаторах напряжения (там в некоторых случаях частоту понижают при понижении нагрузки). Это отличие вызвано принципиально разными причинами побуждающими изменять частоту преобразования. В традиционных преобразователях это делается с целью повысить эффективность при малой нагрузке, но сохранить высокое быстродействие при высокой нагрузке. В нашем случае быстродействие параметр второстепенный — гальваника представляет собой практически фиксированную нагрузку. Эффективность на малых нагрузках, вобщем-то, тоже. А вот возможность снизить потери при максимальной нагрузке существенна и весьма.

Охлаждаем схему


Из предыдущих рассуждений ясно, что у нас в схеме есть потери, а это, по сути, тепло, которое нужно эффективно отвести и рассеять. Вариантов, по большому счету, два — отводить тепло «по старинке», устанавливая радиаторы на все, что греется и «профессионально», то есть отводя тепло прямо в плату. Поскольку подавляющее большинство современных компонентов SMD (и именно такие компоненты я использую), то отводить тепло гораздо удобнее прямо в плату. Отвод тепла в плату это отдельная обширная тема, поэтому вместо длинного рассказа я дам ссылку вот на этот аппноут, где ситуация расписана практически «на пальцах». Для любительских условий и конкретной задачи выводы этого аппноута можно перефразировать так — всегда используем двустороннюю плату, заливаем максимально возможную площадь медью, по возможности используем стеклотекстолит с 70 или 105мкм фольгой и не пытаемся урезать площадь платы до минимума. Замечу, что параметры по тепловому сопротивлению для транзисторов обычно приводятся для случая, когда он припаян к полигону примерно в 1 квадратный дюйм (25х25мм). Величина сопротивления обычно в районе 50 градусов на ватт, то есть если транзистор будет рассеивать один ватт, его температура в таких условиях будет выше температуры окружающей среды на 50 градусов. Чтобы избежать перегрева даже самых жестких условиях имеет смысл ограничиться рассеиваемой мощностью примерно 0.5Вт на транзистор. Эту прикидку «на пальцах» имеет смысл переформулировать иначе: на каждые полватта рассеиваемой мощности нужно иметь не менее квадратного дюйма платы. То есть, скажем, для платы 50х75 (примерно 2х3 дюйма = 6 квадратов) суммарная мощность потерь не должна превышать 3Вт.
  • +18
  • 17 мая 2013, 19:13
  • evsi

Комментарии (7)

RSS свернуть / развернуть
Плюсанул бы, да нос не дорос!
+5
Например, если драйвер полевика может выдать ток равный одному амперу, то транзистор с суммарным зарядом затвора в 50нКл будет открываться или закрываться 50нс.

Какие драйверы умеют заряжить затвор постоянным током? Я не хочу сказать, что таких нет, всегда думал что там на выходе обычно простой полумост а не стабилизатор тока.
0
Если не ошибаюсь, то имеется ввиду возможность драйвера подать к затвору напряжение и при этом выдать необходимый ток в импульсе…
0
Такой простой расчет 50нКл 1А = 50нс подразумевает постоянство тока в течении этих 50нс. Если выдать 1А только в начале а потом как в RC цепи то время будет больше.
0
Законы коммутации=)) Точнее 2й…
0
Драйверу это и не нужно. К тому же затвор ведет себя как весьма нелинейная емкость. Достаточно посмотреть на плато Миллера. Но я совершенно сознательно опустил все эти подробности. В реальной жизни для расчетов есть формулы и программы, а это просто соображения для упрощенной прикидки в голове при разглядывании даташитов.
0
Неплохой аппноут по заряду затвора на русском
Хотя, наверне, все интересующиеся его видели уже)))
+3
Только зарегистрированные и авторизованные пользователи могут оставлять комментарии.