"читал отцовский пейджер. много думал" или о подборе транзисторов и драйвера для синхронного преобразователя

В силу наличия некоторого количества свободного времени и отсутствия возможности чего-нибудь спаять, приходится развлекаться изучением разнообразных даташитов и рисованием схем. Но нет худа без добра, в процессе копания в интернете нашлось немало интересного (кое о чем я уже писал). Среди прочего нашлась полезная тулза в виде екселевской таблички, которая умеет считать полные потери в синхронном преобразователе с учетом всех (по крайней мене известных мне) параметров как транзисторов так и драйвера.

Тулза берется тут. Инструкция к ней тут. Один из ключевых параметров — Qsw в новых даташитах IRF указан напрямую (зато они не указывают не менее важное напряжение «плато»), а в даташитах NXP надо сложить Qgd и Qgs(th-pl). Напряжение «плато» NXP указывает сразу и по графикам вымерять его не надо.

В исходном состоянии она содержит только фейрчилдовские транзисторы и драйверы, но совершенно ничего не мешает вбить туда любые другие. Что я, собственно и сделал. Как я уже говорил, тулза считает с учетом большого количества параметров, которые, обычно, берутся «по среднему». Скажем, она учитывает изменения полного заряда затвора и сопротивления канала при в зависимости от напряжения драйвера. Она так же учитывает принудительный dead time в драйверах с адаптивным dead time (а он, как оказалось, разный у разных драйверов и существенно влияет на итоговый результат, особенно на высоких частотах). Вобщем, есть с чем поиграться. Итоги играния местами оказались как минимум несколько неожиданными. Для начала оказалось, что прикидки «на глаз» — зло. Глядя в даташиты транзисторов и драйверов почти невозможно предсказать какое сочетание будет хорошо работать, а какое нет. Второй неожиданный для меня результат — разочарование в (некоторых) транзисторах IRF. В силу специфического сочетания параметров оптимальных драйверов для них я не нашел. Даже те транзисторы, которые числятся logic level по факту ведут себя лучше с более высоковольтными драйверами. Точнее, подобное поведение есть у всех транзисторов (об этом чуть ниже), но только IRF плохо работают с драйверами расчитанными на logic level транзисторы. Ну и, пожалуй главный, вывод — для каждого конкретного сочетания ток-частота (при фиксированных входном и выходном напряжении) есть своя оптимальная связка драйвер+транзистор(ы). «Кривые применимости» у разных связок несколько перекрываются, но «окно» достаточно узкое.

О напряжении питания драйвера.
Все драйверы для синхронных преобразователей можно разделить на две группы — низковольтную (максимум напряжения питания не превышает 6.5-7В) и высоковольтную (обычно от 7-8В и выше, иногда до сотен вольт). Из-за особенностей изменения параметров транзисторов в зависимости от напряжения на затворе, существует некоторое оптимальное напряжение на затворе при котором сочетание параметров получается наилучшим. Для большинства logic level транзисторов, которые я обсчитывал, оно оказалось в районе 6В. Иначе говоря, если при прочих равных напряжение питания драйвера поставить 6В, то суммарная мощность потерь в схеме заметно уменьшается. Когда я это обнаружил, результат выглядел логично, но было не понятно, почему об этом так редко упоминается. Затем в даташите на FDM6708N нашлась вот такая табличка:

Как не сложно заметить — ровно тот же эффект, который я наблюдал играясь с калькулятором. И даже оптимум близок к тому же напряжению — 6В.
Замечу, схема работает и для высоковольтных драйверов, многие позволяют понизить напряжение питания до 7-8В. Правда, параметры высоковольтных драйверов несколько хуже, чем у низковольтных (в смысле тока, который они могут подать в затвор), но, тем не менее, эффект имеет место быть.

UPDATE:
Некоторые полезные дополнения.

Во-первых, весьма познавательный аппноут где «на пальцах» рассказано об отводе тепла через полигоны.

Во-вторых, эксперименты с различными параметрами транзисторов показали, что нижнее плечо имеет смысл шунтировать обратносмещенным диодом Шоттки. Это позволяет сильно разгрузить его от нагрева вызванного а) перезарядом емкости этого диода драйвером и б) прохождением тока через внутренний диод пока транзистор переключается. Поскольку время восстановления у Шоттки крайне мало, он «подхватывает» эстафету практически мгновенно и дает время транзистору переключиться практически без потерь. Особенно «болезненный» момент у транзистора, когда он находится на «плато». Во-первых, это довольно долго (в общем времени переключения), во-вторых, через транзистор уже течет полный ток, но падение напряжения на нем равно высоте «плато», а не падению на Rds(on). Поскольку падение на диоде значительно (в несколько раз) меньше высоты «плато», то, во-первых, эта часть потерь пропорционально снижается, а во-вторых, их рассеивает диод, а не транзистор. При случае надо будет проверить экспериментально.

P.S. из всех «обсчитанных» драйверов пока лидером выглядит LM27222, от него почти не отстает NCP5911. для адаптивных драйверов весьма критичным параметром оказался dead time, который вносит драйвер в дополнение к задержкам которые дают адаптивные пороги срабатывания. Чем меньше это время, тем меньше потери при прочих равных. Совершенно чудесный во всех остальных отношениях NCP5351, увы имеет слишком большой dead time и проигрывает лидерам с большим отрывом.
  • +4
  • 22 ноября 2012, 00:34
  • evsi
  • 1
Файлы в топике: AN-6005.zip

Комментарии (40)

RSS свернуть / развернуть
Тулза берется тут.
Оно авторизацию хочет. Архивни вместе с аппнотом и приаттачь, плиз.
0
  • avatar
  • Vga
  • 22 ноября 2012, 01:17
Приаттачил.
+2
Спасибо, очень полезная инфа. По-моему, есть смысл переместить эту статейку в «силовую электронику»…
0
Для большинства logic level транзисторов, которые я обсчитывал, оно оказалось в районе 6В.
А если ещё больше? График и заканчивается на 6В, но судя по его характеру, перегиба не намечается.

Даже те транзисторы, которые числятся logic level по факту ведут себя лучше с более высоковольтными драйверами.
И так понятно, что «логик левел» — рекламный ход. Важно не напряжение питания, а коммутируемый ток: если имеем дело с единицами ампер — хорошо, берём подходящий транзистор и питаем чем есть. Если же ток — десятки-сотни ампер — всё равно придётся повышать напряжение для затворов (до 12-15 вольт).
0
Дальше там таки перегиб. Сопротивление канала продолжает падать, но и суммарный заряд затвора растет и растут потери на переключение. Для конкретных транзисторов надо считать отдельно, но для почти всех, которые я считал, на 7.5 уже заметный подъем в суммарных потерях.

От тока стока там зависимость тоже есть, но она значительно меньше. Повышение напряжение полезно только из-за падения сопротивления канала. Обе зависимости, насколько я понимаю, близки к линейным, но наклон имеет разный знак, так что уход в сторону от точки их пересечения особого смысла не имеет.
0
Ток стока — это ток в полезной нагрузке. Стоит нагрузке начать потреблять как следует — приходится ставить транзисторы на радиаторы, а то и кулером их обдувать. На холостом ходу же всё холодное. А ты говоришь — от тока стока зависимость незначительная.
0
Я другое имел в виду, а именно, что другие параметры при изменении тока стока мало изменяются. То, что потери на сопротивлении канала имеют квадратичную зависимость это и так понятно.
0
А я имел в виду, что общие потери в основном и определяются сопротивлением канала. Даже в весьма неплохих синхронных преобразователях на материнской плате они существенны — транзисторы в некоторых случаях могут греться до 100°С и требовать радиатор. Потери на управление не приближаются к потерям в силовой части. В противном случае, видимо, выбран слишком мощный транзистор или слишком большая частота переключения.
0
Это не совсем так. Точнее, есть масса ситуаций, когда это совсем не так. Вот пример расчета:
Транзисторы (оба плеча) — PSMN1R2-25YLC
Драйвер — LM27222 (питание 6В)
Вход — 12В
Выход — 3В
Ток — 30А
Частота — 800кГц
Полные потери 4,77Вт
Потери на переключение: 2,40Вт
Оммические потери: 1,73Вт

Иначе говоря: на низких частотах переключения доминируют оммические потери, на высоких — переключательные. Верхняя граница рабочей частоты находится примерно в той точке, где потери уравниваются на переключение и на сопротивлении канала уравниваются, дальше гнать вверх просто не имеет смысла. Приведенный выше пример расчета как раз сильно за пределами оптимума по частоте.
+1
Зачем приводить пример, который за пределами оптимума) Кроме того, не понятно почему ты считаешь оптимальной точку, где «потери уравниваются на переключение и на сопротивлении канала уравниваются». Повышение частоты лишь даёт возможность применить дроссель с меньшим количеством витков (и большей добротностью). Потери же на транзисторе растут — требуется большая мощность для переключения и канал дольше находится в полуоткрытом состоянии.
Мне, правда, не чем открыть этот xls :(
Я бы для приведённого примера выбрал частоту 100 кГц и дроссель на 2,5 мкГн.
0
Да, мне тоже пришлось поставить винду в виртуалбоксе. Правда, контора платит, так что пофиг.

Я ориентируюсь на готовые дроссели, у них маленькие индуктивности для больших токов, поэтому приходится гнать частоту. В добавок, если считать индуктивность не по максимальному току и пульсациям, а по максимальному и минимальному току в нагрузке, то она получается значительно больше.

Кроме того, не понятно почему ты считаешь оптимальной точку, где «потери уравниваются на переключение и на сопротивлении канала уравниваются».
Я считаю это верхней границей рабочей частоты. Снизу меня ограничивает индуктивность и желание иметь диапазон токов пошире (платы разные бывают, да и оптимальные токи для осаждения у разных электролитов разные), сверху — потери.
0
в каком месте это рекламный ход, если в даташите номинальный ток указывается для этого самого «логического» напряжения? если драйвер не может обеспечить высокий ток, то ведь это не проблема производителя транзистора.
да, а можно название полевика с этим самым logic level control на десятки-сотни ампер?
0
в каком месте это рекламный ход
В том месте, что логическим уровнем транзистор всё равно не управляется — в любом случае нужен драйвер.
да, а можно название полевика с этим самым logic level control на десятки-сотни ампер?
Я говорю о том же, «логик левел» транзисторы — для маломощных схем.
0
Ну формально они, все-таки, управляются такими уровнями и параметры нормируются (в том числе) для Vgs=4.5В. Другой вопрос, что без драйвера способного залить в затвор несколько ампер в импульсе (и чем быстрее, тем лучше), открываться они будут целую вечность.
0
Я всё же рассматриваю это как маркетинговый ход. Правильнее было бы назвать эти транзисторы низковольтными, логика тут совершенно не причём.
0
Ну они же не продвигаются как «logic gate controlled», а уровни вполне себе логические, от кмоп логики питающейся от 5 вольт.
0
Даже если рассуждать настолько формально, и «логик гейт контроллед» и «логик левел контроллед» тут не к месту. В пятивольтовой логике низкий и высокий уровень — 0..1,5 и 3,5..5 для CMOS и 0..0,8 и 2..5 для TTL. Не говоря у о том, что вообще-то логика бывает и 3,3-вольтовая. А если рассуждать не так формально — всё равно, первое о чём мы думаем, услышав «логик левел» — именно «логик гейт контроллед».
0
А если рассуждать не так формально — всё равно, первое о чём мы думаем, услышав «логик левел» — именно «логик гейт контроллед».
Вот, например:
Причина проста. Полевички были сдуты с матери, а после прочтения даташита выяснилось, что они с логическим управлением, и драйвер необязателен. (Время показало, что это было заблуждением, и к новым полевичкам драйверы, конечно, собрались)
0
В мире немало заблуждений, это — одно из них. И происходит оно от весьма отдаленного понимания принципов работы полевиков с изолированным затвором и индуцированным каналом. Но это проблема образования того, кто так думает, всего лишь. В данном случае это тоже вылечилось, хотя и путем проб и ошибок.
0
Сорри, это уже личные тараканы. Я, как раз, в первую очередь думаю об уровнях напряжения.
0
Логические уровни — вполне конкретная вещь, подразумевающая определённый контекст использования (цифровая электроника). В аналоговой/силовой электронике это определение не к месту.
0
С учетом того, что сейчас почти вся силовуха либо цифровая внутри, либо цифровыми схемами управляется, такое строгое разграничение мне представляется не совсем оправданным.
0
То, что сейчас почти вся силовуха либо цифровая внутри, либо цифровыми схемами управляется — не оправдание для каши в голове. Логический уровень — это вполне конкретная вещь, означающая состояние линии в цифровой электронике. Применять этот термин куда-либо ещё — не верно.
0
стоп. мы обсуждаем транзисторы. по отличной ссылке evsi довольно много полевиков, для которых сам производитель обозначил сопротивление канала при 4.5в управлении. причём сопротивление это, если и отличается от сопротивления при 10в на затворе, то не «в разы». да, «дома» я цепляю затвор сразу на ножку мк, даже без резистора. и конечно эта ножка не даст 1...N ампер в импульсе, чтобы использовать такой полевик в dc-dc на 500кГц рабочей частоты. но ведь это никак не «недоработка» или «рекламная туфта» от самого NXP, правда? :)
0
Если рассуждать так формально, 4,5В вовсе не гарантируется в пятивольтовой логике. 3,15В — тоже валидный уровень, ибо питание — как правило 5В±10%, а валидный уровень — 0,7..1 Vdd. А если рассуждать не так формально, как я уже сказал, когда мы слышим «логик левел», в первую очередь думаем о прямом управлении логической микросхемкой (поскольку иначе зачем вообще его упоминать?).
если и отличается от сопротивления при 10в на затворе, то не «в разы»
Именно где-то в 2 и отличается, что весьма существенно (0,5 или 2 Вт рассеится на корпусе).
и конечно эта ножка не даст 1...N ампер в импульсе, чтобы использовать такой полевик в dc-dc на 500кГц рабочей частоты
От ножки МК мощный транзистор будет открываться настолько медленно, что может и при простой коммутации нагрузки сгореть.
0
Именно где-то в 2 и отличается, что весьма существенно (0,5 или 2 Вт рассеится на корпусе).
Специально заглянул в свою табличку, там уже где-то с полсотни транзисторов, почти исключительно logic level. Типичное отличие Rds(on) при 4.5 и 10В — около 30%.
0
От ножки МК мощный транзистор будет открываться настолько медленно, что может и при простой коммутации нагрузки сгореть.
Ну уж нет. «Медленно» тут — это максимум микросекунды. За такое время оно даже без радиатора киловатты проглотит и не поморщится, если потом будет время для распределения и рассеивания тепла.
0
У них тут гнездо.
0
добавил полезной информации по итогам раскопок и обсчета различных конфигураций
0
  • avatar
  • evsi
  • 25 ноября 2012, 20:20
Во-вторых, эксперименты с различными параметрами транзисторов показали, что нижнее плечо имеет смысл шунтировать обратносмещенным диодом Шоттки.
Значит, в этом я таки не ошибался. Это радует :)
0
  • avatar
  • Vga
  • 25 ноября 2012, 21:52
«Практика критерий истины». Пока это только предположение, хотя и достаточно обоснованное.
0
А с какими транзисторами считал работу LM27222?
И туда же: кто подскажет сайт по подбору MOSFET по параметрам? Все что выдает гугл, это сайты с бесконечным списком транзисторов с фильтрами по производителю. :(
0
Перепробовал много разных. Пока текущий набор такой — пара PSMN2R2-25YLC в верхнем плече и пара PSMN1R2-25YLC в нижнем. Сайт с нормальным подбором знаю только один — NXP, там есть онлайновый дизайн преобразователей с автоматическим подбором.
0
А почему в верхнем плече другие? Насколько я вижу, они тоже N-канальные.
0
Плечи работают в разном режиме даже в полностью симметричной схеме. В частности у нижнего плеча значительно меньше переключательные потери, но при напряжении на выходе меньше половины питания через них течет значительно бОльший ток. Так что в верхнее плечо, как правило, имеет смысл ставить более быстрые транзисторы с меньшим зарядом затвора, и, более-менее забить на сопротивление канала, а в нижнее плечо все строго наоборот. Ну и в нижнем полуплече часто стоят два, а то и три транзистора. Вобщем, асимметричные в смысле транзисторов и их количества полумосты — норма, а вот симметричные скорее исключение.
0
В частности у нижнего плеча значительно меньше переключательные потери
А с чем это связано?
0
Насколько я понимаю, он переключается при близком к нулю напряжении исток-сток (за счет внутреннего диода). Переключательные потери линейно зависят от этого напряжения.
0
Читая даташит на LM27222 заметил, что там есть примечание: что все описано для случая использования транзисторов: Si7390DP и Si7356DP. Пошел читать что это такое. Нашел много разных транзисторов. Например SUP90N04-3m3P. Я туплю, или IR сливает? И еще вопрос: где достать эти транзисторы?
0
IR сливает. Достать, увы, не просто (у нас). Хотя под заказ приобрести не должно быть большой проблемой. Хотя не быстро, да.
0
Да, насчет IR. Я прикидывал пару ихних транзисторов. В принципе, на ток до 20А и на частотах до ~400кГц на выходе неплохо выглядят IRF3717 по паре в плечо.
0
Только зарегистрированные и авторизованные пользователи могут оставлять комментарии.